摘要：

        一种宽带圆极化波导阵列天线在本文中提出。所提出的阵列天线包括四个反向对称的(antipodally)脊单元和一个有着插入阶梯腔体的两个正交膜片的紧凑型馈网。两个器件都是宽带的并且它们能独立地或者一起工作。所提出的拓扑给出了一种为大规模阵列的基础的2x2波导子阵列的解决方案。其显示出了由高次模腔体馈电的阵列天线更大的工作带宽。使用3D打印和铣削技术制造了一个样品。实测结果显示了从9.9-14.9GHz的40.3%的工作带宽，反射系数低于-15dB并且轴比低于3dB。一个延伸的8x8的圆极化阵列天线基于所提出的2x2子阵列来展示我们设计的潜在性，并且通过仿真获得了38.7%带宽内高于78%的效率。

索引词：

        3D打印，阵列天线，圆极化，高效率，宽带天线

引言：

        圆极化天线，已经被广泛应用于许多无线通信场景中例如，卫星通信和导航由于它们在极化失配方面的优越性。在超出地平线和导航系统中，圆极化阵列天线是提供高增益和高分辨率的良好选择。许多工作聚焦在提升圆极化阵列天线的工作带宽和效率上，其对于实现频率多样性和减少系统的消耗的能量很关键。因此，宽带高效率圆极化天线很值得被强调并且投入更多精力来获得更好的性能。

        圆极化阵列天线的工作带宽主要由阻抗匹配和质量过关的轴比的重叠带宽所决定。此外，在特定应用下还有一些关于其他的关于增益波动和方向图形变的额外限制需求。通常来讲，由三个主要策略来实现圆极化阵列，如[4]所说。圆极化波束可以通过圆极化单元或者顺序馈电网络或者使用额外的极化器所实现。除了以上方法，还有一些其他的方案，例如辐射线槽天线，其效率很高，但是带宽太窄。在主流方法之中，有着圆极化单元的圆极化阵列通过一个全公共馈网来装配，会比其他方案更紧凑并且更高效，但是这种拓扑的带宽需要被提升。一些创新被用于这种类型的圆极化阵列来提升圆极化单元的工作带宽。例如，在[5]中提出的由SIW馈网馈电的口径耦合磁电偶极子，和在[8]中用公共SIW馈网所馈电的，使用堆叠曲面单元作为圆极化阵列中的圆极化辐射单元的结构。在这些文章中都证明震撼的带宽提升。然而，由SIW形成的馈网将会导致天线效率的急剧下降当阵列规模大于16x16时。

        圆极化阵列的整体效率主要由馈电网络的插损所决定，其主要由阵列规模和所使用的传输线所决定。对于一个小阵列，效率对于传输线的类型并不敏感。但是对于大阵列则完全不同。传输线是在设计一个高增益和高效率阵列天线之前的首要考虑。

        波导有着比其他竞争者在微波和毫米波应用上更小的插损，并且其在许多大规模阵列中被广泛应用为馈线来提升天线效率。然而，波导口径的尺寸通常比大多数平面辐射单元例如微带贴片要更大。因此，很难直接用一个简单的平面馈网联合所有的波导单元由于相邻单元之间十分受限的距离。为了解决布局问题，高次模腔体通常被用于给一个2x2的子阵列馈电。当2x2子阵列的馈电问题被解决，就有足够的空间来放置延展的装配馈网来用于大规模阵列。这种解决方案很好除了阵列的工作带宽讲不能忽视地别用作2x2子阵列的馈电结构的高次模腔体的相对窄带限制。另一个给高效率阵列天线馈电的方法在[19]中提出，使用了一种公共间隙波导馈网来给倒角圆柱形口径馈电，但是带宽受限于辐射单元。

        基于以上研究，在实现大规模宽带高效率波导圆极化阵列天线时有两个关键点。怎样去设计宽带圆极化单元和怎样去设计一个用于基础子阵列的宽带紧凑的馈网。

        在[20]中一组反向对称的缺口被引入在SIW的开口处来形成一个宽带圆极化天线。这种结构可以同时得到两个正交的电场并且可以通过调整反对称缺口的尺寸来灵活控制正交电场的相对幅度和相位差，由这个工作的互补源概念所启发，一种用在方波导中插入反对称双阶梯脊的宽带圆极化单元天线在本文中提出。

        事实上，在过去有一些工作使用单阶梯脊插入到圆波导中实现双圆极化波束。双圆极化可以使用这种脊波导圆极化其同时实现，但是端口和端口之间的隔离的带宽很难使用这种方法进一步提升。恶化的隔离对于两个信道的轴比有反向的影响。在本文中，一种反对称放置的脊对来代替单脊来提升工作带宽，但只保留了一个极化。如第二部分将提到的，反对称布局起到了保持x极化电磁场分量的关键作用，并且阶梯脊是从线性形状的一种优化设计。

        所提出的反对称脊波导不仅可以作为一种紧凑宽带的圆极化辐射器，而且可以作为一种低插损的宽带圆极化器。之后，一种新型的紧凑1分4全公共馈网被提出。与由高次模腔体形成的馈网所比较，我们的设计有着更宽的带宽。最后紧凑的1分4馈网被用于一起装配四个反对称脊圆极化单元来形成2x2的圆极化阵列天线。此馈网和测试端口完全隐藏在所提出的圆极化阵列的辐射口径之下，如图1所示。实测结果显示从9.9-14.9GHz的40.9%的工作带宽。一个延伸的8x8阵列天线也被基于以往的子阵列所设计并且在10-14.8GHz上显示了高于78%的仿真整体效率。

第二部分：天线设计

A.圆极化单元

        图2显示了所提出圆极化单元的形状。其包含两个相同的阶梯脊和一个多级腔体。此阶梯脊被反对称地放置在多级腔体的中心，类似于一个用两阶梯阻抗匹配模块插入到方波导的条槽天线。圆极化单元可以被分为如图2(a)所示的3个部分。部分I作为一个馈电波端口。部分II形成了一个把线极化电磁场转换为圆极化的一个极化器。第三部分是一个方型的辐射器。反对称脊圆极化单元的设计参数被列在图2(c)中表所示。事实上，一对类似于TSA的反对称线性脊在工作的早期被设计。只有三个关键参数被决定，因此，我们可以使用一个迭代参数分析很容易得到一个良好的结果。之后，一个线性的脊被进一步分为几部分并且最终演化为阶梯型的。在本文中，在阶梯型中有六个阶梯，其在优化中比线型的有着更大的自由度，因此可以期待一个更好的性能。

      1)工作原理：在此使用了一个传输线分析来说明如图3(a)所示的圆极化单元的工作原理。端口1有着的尺寸，并且在这个端口上中心频率只有TE10模式被激励。为了监视模式转换，另外两个端口，即端口2和端口3，被强迫(compulsively)加在圆极化单元的输出上。TE01模式可以通过引入反对称的脊对来产生因为部分y极化电场可以扭转为x极化来满足边界条件。如果合理地选择参数值，从输入端口的大多数能量可以被分为两个正交的模式，即，端口2的TE10模式和端口3的TE01模式。

        通过分析S21和S31这两个传输系数，我们可以发现所提出的圆极化单元的模式转换结果。在TE01和TE10模式之间的相位差可以通过调节阶梯脊的尺寸来控制。在使用CST的全波仿真软件工具的迭代优化之后，低于1dB的幅度不平衡，和在TE10和TE01模式之间的-90到-77度的相位差，在10-14.8GHz的频带上可以实现，如图3(b)所示。众所周知，一个圆极化波束可以通过激励两个正交的等辐且相位相差90度的电场实现。基于这个概念，一个非理想的圆极化波束可以从图3(b)中的结果所形成。由公式(1)所计算的频率上的轴比如图3(c)所示，其中3dB轴比带宽为38.7%。在以下公式中，是S21和S31之间的相位差：

        公式(2)用于计算能量转换的效率。根据计算结果，在10-14.8GHz的频带内超过94%的能量从端口1传到端口2和端口3的TE10和TE02模式。其余部分被反射和损耗掉了。

        2)单元性能：圆极化单元的辐射层的特性阻抗可以通过公式(3)计算。符号分别代表自由空间波阻抗377欧姆和自由空间波长。a0是如图2(a)所示的方型辐射口径的宽。从公式(3)的计算结果显示辐射口径的特性阻抗在10-15GHz的频带上从变化到。这很接近自由空间的特性阻抗。得益于这个特点，在天线和自由空间之间可以得到良好的阻抗匹配，而不用在使用之前的传输线分析方法之后优化来做出额外调整。

图4(a)证明了从10-14.6GHz低于-14dB的反射系数并且轴比在整个频带上低于3dB。右旋圆极化增益在相同的频带内从7.4dBic波动到9.8dBic。

3)参数分析：hi是一个可以控制TE10和TE01模式能量比的关键参数。在图3中的传输线模型在此使用来实现由hi所影响的端口2和3之间的幅度不衡和相位差异的参数分析。如图5所示，S21可以更小，相同，或者对着变量hi大于S31，其意味着在反对称脊之间的距离可以控制输出端口处的能量分布。hi也影响着TE10和TE01模式之间的相位差异。

        事实上，圆极化性能也与除了hi的其他参数相关。我们可以遵循之前所提的传输线分析方法迭代调谐来使得工作带宽尽可能宽。另一个与线性脊设计的类似拓扑是与阶梯脊设计比较。在线性脊中hi,a6和h2的参数值被分别优化到6.2.19.05和43.5mm。两个设计的轴比性能的比较在图6中示出。可以看到使用离散阶梯脊的设计比连续线性脊的设计有着更短的长度和更好的性能。因此我们选择阶梯脊作为圆极化单元，其用来在接下来的部分实现阵列天线。

B.紧凑馈网

        一种紧凑的馈网被用于拓展之前提出的圆极化单元到高增益天线阵列。对于一个统一的阵列，有着宽带特性的多级H型功分通常被级联来装配所有单元。其为微带阵列天线工作良好。然而，对于波导阵列并不简单。波导单元的辐射口径不得不大于半个波长来保持主模的传输，并且相邻单元之间的距离被限制小于一个波长来抑制栅瓣。因此，使用一种H型功分来联合四个波导单元到一个2x2的阵列是不可能的。为了克服这个问题，高次模腔体通常被用作许多以往发布文章的紧凑馈网。然而，此方法由于使用高次模的限制带宽有着相对窄的工作带宽。

        事实上，在解决基本的2x2子阵列的馈电问题之后更容易排布阵列的布局。在此部分，我们提出了一种基于给基本2x2子阵列馈电的紧凑宽带馈网，其能被进一步拓展为高增益和高效率的大规模阵列。

        图7显示了所提出紧凑馈网的布局，其也是一个1分4功分器。输入端口是一个标准的WR75波导并且馈网的轮廓不大于2x2辐射口径的尺寸。由于这个特性可以期待良好的口径效率。所提出的1分4功分包含两个正交的膜片和一个阶梯腔体，其如图7所示。为了清楚地说明1分4功分的拓扑，十一个截面被列出且命名为表面A-K。A,1分2E面功分坐落在表面K和G之间，并且1分2分4H面功分由表面G到A实现。对于E面功分的膜片有一个统一的s1厚度和其他膜片有着不同厚度s1和s2。两个彼此轴向对称且正交互连的膜片沿着阶梯腔体轴重叠。从辐射口径延伸到阶梯腔的膜片，他们的窄壁与阶梯腔的内表面接触。1分4馈网的设计值被列在表I。

        图8显示了紧凑馈网的仿真散射参数。从输入端口的能量被等分到从10-15GHz最大插损为0.16dB的四个输出端口，其反射低于-15dB。此外，由于结构的对称性，四个端口同相。

第三部分：实测结果

        图1所显示的过渡段被实际连接四个反对称脊圆极化单元和紧凑馈网一起形成一个2x2的圆极化阵列天线。为了使其方便加工，我们把2x2的圆极化阵列天线分为两部分，即部分I和部分II(如图1所示)，其分别使用3D打印和铣削技术加工，事实上部分I不得不用3D打印，部分II则使用另一方法制造。我们不把阵列天线作为一整个部分打印因为在馈网中的膜片的结构超出了3D打印机的能力。两个部分被独立制造并且使用销钉连接到一起。如图9所示。部分I使用EOS M290的3D打印机使用铝粉末制造，使用直接金属烧结加工。第二部分从一个铝块上切割下来。

        仿真和实测S参数如图10所示吻合良好。制造的阵列天线的S11从9.6-15GHz低于-10dB，从9.7-15GHz上低于-15dB。图11显示了仿真和实测增益的比较，以及轴比。实测轴比在9.9-14.9GHz内低于3db，RHCP阵列天线的实测实现增益从13.2-16.3dBic之间浮动。可以从实测轴比曲线观察到一些波纹(ripple)。这些偏差主要来自于测试和制造误差。根据(1)，轴比值通过从两个正交的极化矢量来计算。连接线可能引入了正交分量之间的微小误差。另一个可能的原因是我们的天线是使用3d打印技术制造的，表面粗糙度和打印精度并不理想。然而，实测轴比仍然低于3dB，这证明了与仿真的整体(holistic)一致性。

        

        图12显示了在10,12.3和14.6GHz处的仿真和实测方向图。频带9.9-14.9GHz(40.3%)的频带被视为2x2圆极化阵列天线的工作频带，同时反射系数低于-10dB的实测带宽与低于3dB的轴比带宽重叠。在仿真和实测结果之间的轻微差异由加工误差和实测系统造成。总之，实测样品对于设计的验证也足够好了。

        所提出的2x2CP阵列天线可以轻松地拓展到更大规模的阵列，同时通过级联多个H型功分可以保持非常高的效率。并且所拓展的阵列保持了和所提出的圆极化阵列天线和额外馈网的一个固定高度。如图13所示的一个8x8圆极化阵列证明了从10-14.6GHz(38.7%)上高于78%的仿真总效率，其显示了基于我们提出的2x2CP子阵列的优越性。当阵列规模从8x8拓展到16x16时，根据全波仿真，带宽保持一致但整体效率轻微地从78%降到了70%。

        在一些引文和我们工作之间关于，频率，增益和效率的比较被列在表II。整体的加工的2x2CP阵列的实测效率在9.9-14.8GHz上高于80%,但是在14.9GHz处增益有着轻微掉落。通常地说我们的设计在紧凑性，宽带宽和高效率方向仍具有大优势。

第四部分 结论

        一种包含四个反对称脊圆极化单元和一个紧凑馈网的宽带2x2圆极化阵列天线在本文中提出。反对称脊圆极化单元通过插入双阶梯脊到一个多级腔体实现。紧凑馈网包含两个正交膜片和一个阶梯腔体，显示了比传统高次模腔体更宽的带宽，并且其足够紧凑来隐藏在辐射口径之下。圆极化单元和馈电网络可以独立地或共同工作。但它们被分离时，圆极化单元也可以作为一个波导极化器，并且馈网可以看作一个宽带线极化阵列。当它们组装在一起时，其是一个宽带2x2圆极化阵列天线，3D打印和铣削技术被用于制造整个圆极化阵列天线。实测结果显示从9.9-14.9GHz的40.3%的工作带宽。基于我们的工作的一个拓展的8x8圆极化阵列被探索并且在38.7%的频带内可以实现高于78%的效率。所提出的有着宽带宽和高效率的圆极化阵列天线可以作为卫星通信的优秀选择。