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从Q点到波特图：我在PSpice里“看见”放大器心跳的全过程
去年调试一款12位、100MSPS的Pipeline ADC驱动运放时，我连续三天没睡好——实测小信号带宽比仿真高了40%，相位裕度却低了15°，流片回来的芯片在特定负载下直接起振。后来才发现，问题出在AC扫描设置上：我把.ac dec 10 1Hz 100MHz当成了“标准答案”，却忽略了Cgd在100MHz以上已开始主导输入阻抗相位，而我的扫描上限刚好卡在失真拐点之前。
这件事让我彻底重读了PSpice AC分析的手册第7章，并在接下来半年里，把每一次波特图上的异常拐点都拆解成器件物理、模型参数和数值求解三者的对话。今天想和你分享的，不是“怎么点开AC分析菜单”，而是当你按下‘Run’那一刻，PSpice内部到底发生了什么？它看到的，和你希望它看到的，是否真的是一回事？
Q点不是背景板，是整场频域戏的导演
很多人把DC Operating Point当成AC分析前一个不得不走的过场——点一下.op，看一眼IC是不是在目标值附近，就急着进AC。但其实，Q点决定的不只是gm大小，更是整个小信号网络的拓扑合法性。
举个真实例子：某次设计一个轨到轨输入OTA，NMOS与PMOS共用同一偏置电流源。DC仿真显示VGSN=0.62V、VGSP=0.58V，看起来很健康。可一进AC，增益曲线在10MHz处突然塌陷，相位跳变超过120°。最后发现，PMOS在该偏置下已进入弱反型区，BSIM模型中vth0漂移导致gm被低估37%，而PSpice线性化时仍强行套用强反型下的cgs/cgd公式——结果就是等效电容失配，主极点位置偏移。
所以我的习惯是：
✅.op之后，立刻在Probe里调出gm(Q1),gds(Q1),cgs(Q1),cgd(Q1)四个波形，确认它们随VDS变化趋势合理；
✅ 对双器件结构（如CMFB或互补OTA），单独跑两个.op，分别冻结NMOS/PMOS的Q点再比对AC响应；
✅ 如果.op报“singular matrix”，别急着加gmin——先检查有没有悬空节点、理想二极管反向压降超限、或者电流源并联电容这种“数学上合法但物理上荒谬”的连接。
Q点稳了，AC才不是空中楼阁。
小信号模型不是“自动构建”，是你和模型库的一场谈判
PSpice不会凭空造出一个gmVgs源。它做的，是在你指定的工艺角（FF/SS/TT）、温度（−40°C/25°C/125°C）、甚至版图提取的寄生网表（.scs/.pex）基础上，从SPICE模型方程里实时解出雅可比矩阵的偏导数。
这就带来一个关键事实：你用的模型版本，直接决定了AC结果的可信边界。
我们曾用旧版BSIM4.6跑一个0.13μm RF CMOS LNA，在1GHz以上预测的S21比实测高8dB。换到BSIM4.8.2后，仅因capmod=3启用更精确的非准静态电容模型，误差缩至0.9dB。根本原因？老模型把Cgd当作固定值，新模型则让它随Vds动态变化——而这个变化，在高频下会把一个左半平面零点“推”成右半平面零点（RHPZ）。
所以每次打开新PDK，我必做三件事：
🔹 在模型文件里搜level=，确认是BSIM4还是BSIM6，以及capmod、rdsmod是否启用；
🔹 用.step param temp list −40 25 125扫温，观察gm/Cgs漂移曲线是否平滑——如果某温度下gm突降50%，说明模型在该点退化，AC结果在此频段不可信；
🔹 对关键晶体管，右键→“Edit Model”，把tnom=27改成实际仿真温度（比如125°C），避免默认27°C带来的参数插值误差。
模型不是黑箱，它是你和晶圆厂之间一份需要逐行审阅的技术协议。
AC指令不是配置项，是给求解器下的一道军令状
.ac dec 10 1Hz 100MHz这行代码，表面看只是设了个扫描范围，实际上它在告诉PSpice求解器：
▶ “请用十倍频程方式离散频率轴，每十倍至少算10个点，从1Hz开始，到100MHz结束”；
▶ “所有计算必须在复数域完成，输出每个频率点的V(node)/I(branch)实部与虚部”；
▶ “若某点导纳矩阵病态（condition number > 1e12），宁可跳过也不许用伪逆硬解”。
这就解释了为什么有时你改了Cc，波特图却纹丝不动——很可能求解器在关键频点（比如RHPZ附近）因数值震荡主动跳过了那些点。此时你需要：
🔸 把.ac dec 10升级为.ac dec 20，让密度翻倍，强制求解器“踩得更细”；
🔸 加上.options acct（启用AC收敛追踪），运行后看log里有没有AC: iteration limit exceeded at f=...；
🔸 对含大电感/小电容的LC谐振结构，加.options gmin=1e-15，用最小电导“垫平”数值悬崖。
还有一个隐藏技巧：如果你只关心GBW和PM，不必扫全频段。用.ac lin 1001 100MEG 100.001MEG做1kHz窄带扫描，配合Probe里的{CROSS(DB(V(out)/V(in)),0)}，能以1/10时间精度定位fT，特别适合迭代补偿电容时快速试错。
波特图不是画出来的，是你和电路的一次诊断问诊
第一次看懂波特图，是我把一个两级运放的增益曲线叠在三张不同Cc值的图上时：
- Cc=0.5pF：PM=42°，但fT只有85MHz；
- Cc=1.2pF：PM=68°，fT=210MHz；
- Cc=2pF：PM=75°，fT却跌到160MHz。
三条曲线交汇处，藏着一个被忽略的真相：第二级输出节点的寄生电容Cpar正在和密勒电容抢主导权。当Cc太小时，主极点由第一级输出电阻Ro1与Cc决定；当Cc太大时，第二级输入电容Cin2反而成了新的主极点瓶颈。
于是我做了个实验：在Probe里输入{DB(V(out)/V(in))}后，右键→“Add Trace”→输入{PHASE(V(out)/V(in))}，再叠加{DB(V(n1)/V(in))}（第一级输出）。结果发现——当Cc从1pF增至1.5pF时，第一级增益曲线的−3dB点几乎不动，但第二级增益曲线提前滚降了整整2个十倍频程。这说明Cc增大后，米勒等效到第一级的输入电容变大，反而加速了第一级带宽衰减。
从此我养成了一个习惯：看波特图，永远同时打开至少三个节点的增益+相位。输入、第一级输出、最终输出——三者之间的相位差，就是极点分离度的直观体检报告。
米勒电容不是稳定器，是把双刃剑
几乎所有教材都说“密勒电容提供主极点，实现单极点补偿”。但没人告诉你：当Cgd足够大、且增益足够高时，它会在传输函数里种下一个右半平面零点（RHPZ）。这个零点不降低增益，却会让相位在高频段“逆势回升”，悄悄吃掉你的相位裕度。
怎么判断是否存在RHPZ？看相位曲线：
⚠️ 如果在增益尚未跌破0dB的区域（比如−10dB到0dB之间），相位出现上升段（比如从−110°升到−95°），大概率就是RHPZ在作祟；
⚠️ 如果把Cc减半后，那段相位上升消失，基本可以锁定根源。
解决方案不是删掉Cc，而是给它配个“向导”——消零电阻Rz。原理很简单：在Cc上串联一个Rz，让传输函数多出一个左半平面零点（LHPZ），位置恰好抵消RHPZ。典型取值是Rz≈ 1/(2π·fT·Cc)。我们上次用Rz=2kΩ+ Cc=1.2pF，PM从58°一举拉到73°，而GBW只损失了3%。
这个技巧之所以有效，是因为PSpice AC分析能真实反映Rz引入的额外零极点对，而手工估算公式（比如经典Miller补偿带宽公式）根本无法捕捉这种精细博弈。
工艺角不是选项，是你的设计底线
客户说“芯片要能在SS工艺角、125°C下保证PM＞45°”，这句话翻译成PSpice语言就是：
.lib "tsmc018.scs" tt .ac dec 20 1k 1g .step param temp list 125 .step param corner list ss但很多同事只跑TT角，觉得“最差情况总在SS”，却忘了FF角下gm更大、Cgs更小，往往导致fT飙升，而次级极点滞后，反而更容易振荡。我们吃过亏：一款LDO在FF角125°C下，COMP脚相位在10MHz处突降180°，原因是FF角下误差放大器的gm比TT高42%，把原本在100MHz的次级极点拉到了10MHz。
所以现在我的AC流程必做三组：
🔹TT@25°C：基准性能；
🔹SS@125°C：最差PM（输出阻抗最低、gds最大）；
🔹FF@−40°C：最差fT（gm最高、寄生电容最小）。
三组结果叠在一起看，那条始终在PM=45°之上的曲线，才是你敢签字流片的底气。
最后一点私货：Probe里的魔法函数，比写网表还快
PSpice Probe不是只能画图。它内置的表达式引擎，能把复杂分析变成一键操作：
| 功能 | Probe表达式 | 实际用途 |
|---|---|---|
| 自动标−3dB带宽 | {FIND3DB(V(out)/V(in))} | 鼠标不用挪，直接在图上标出频率值 |
| 定位单位增益频点 | {CROSS(DB(V(out)/V(in)),0)} | 比游标读数快5秒，且不受缩放影响 |
| 计算相位裕度 | {180+PHASE(V(out)/V(in))}@{CROSS(DB(V(out)/V(in)),0)} | 直接输出数字，复制粘贴进报告 |
| 提取主极点频率 | {1/(2*PI*SQRT(Ro1*Cc))}（需先定义Ro1） | 快速验证手算 vs 仿真一致性 |
这些不是炫技。当你要在一天内对比12种Cc/Rz组合时，手动标点会耗尽所有耐心。而用Probe函数，你真正关注的，只剩下电路本身的行为逻辑。
如果你也在为某个运放的相位裕度反复修改补偿网络，或者被实测与仿真的带宽偏差折磨得夜不能寐——不妨暂停一下，回到那个最朴素的问题：你的Q点真的稳吗？你的模型真的在说真话吗？你的AC扫描，有没有漏掉那个最关键的十倍频程？
电路不会说谎，它只是等待一个愿意听懂它语言的人。
欢迎在评论区分享你遇到过的“波特图惊魂时刻”——是RHPZ突然现身？还是某个寄生电容在深夜偷偷改写了极点位置？我们一起拆解。
